磁懸浮列車的電流型控制輔助電源設計
摘 要 介紹了電流型控制方法的基本原理和特點, 分析了斜坡補償的必要性及方法。通過磁懸浮列車輔助電源的設計實例, 著重分析了斜坡補償電路和MO SFET 柵極驅動電路, 并對誤差放大器補償網絡進行了優化設計。
前言[1 ]
開關電源需要對被控輸出變量采用閉環控制, 以使系統對輸入電壓變化或負載電流變化能及時調節, 并具有期望的動態響應。傳統的開關電源大都采用電壓型控制, 即只對輸出電壓采樣, 并作為反饋信號實現閉環控制, 以穩定輸出電壓。在其控制過程中, 電感電流未參與控制, 是獨立變量, 開關變換器為二階系統, 有兩個狀態變量, 即輸出濾波電容的電壓和輸出濾波電感的電流。二階系統是一個有條件的穩定系統, 只有對誤差放大器補償網絡進行精心設計和計算, 才能保證系統穩定工作。由于開關電源的電流都要流經電感, 將使濾波電容上的電壓信號對電流信號產生90°延遲。因此, 僅采用采樣輸出電壓的辦法, 其穩壓響應速度慢, 穩定性差, 甚至在大信號變化時會產生振蕩, 從而損壞功率器件。
采用電流型控制的開關電源是一個雙閉環控制系統, 針對電壓型控制的缺點, 電流型控制既保留了電壓型控制的輸出電壓反饋, 又增加了電感電流反饋, 而且這個電流反饋就作為PWM 控制變換器的斜坡函數, 從而不再需要鋸齒波發生器, 使系統的性能具有明顯的優越性。由于反饋電感電流的變化率di.dt 直接跟隨輸入電壓和輸出電壓的變化而變化, 電感電流的平均值正比于負載電流。電壓反饋回路中, 誤差放大器的輸出作為電流給定信號, 與反饋的電感電流比較, 直接控制功率開關通斷的占空比, 使功率開關的峰值電流受電流給定信號的控制。
電流型控制方法的特點如下:
(1) 系統具有快速的輸入、輸出動態響應和高度的穩定性;
(2) 很高的輸出電壓精度;
(3) 具有內在對功率開關電流的控制能力;
(4) 良好的并聯運行能力。
目前, 隨著電流型控制集成控制器的出現, 電流型控制技術越來越多地被應用于實際的設計當中。
雖然電流型控制較電壓型控制有許多優點, 但是對于檢測固定頻率、峰值電流的變換器而言, 電流型控制仍然存在著一些不足, 主要表現在以下幾點:
(1) 存在一定條件下抗干擾能力差的問題。如果電感電流上升率不夠大, 電路的分布電容會引起開通電流尖峰, 可能會造成開關管突然關斷, 造成次諧波振蕩(Subharmon icO scillat ion)。在沒有斜坡補償情況下, 當占空比大于50% 時, 次諧波振蕩將會發散, 造成系統的不穩定。
(2) 控制信號與開關管電流有關, 因此, 功率級電路的振蕩會給控制環帶來噪聲。
(3) 電感峰值電流與平均輸出電流有誤差。電流控制模式采用斜坡補償后, 上述部分問題都能得到滿意的解決, 并且不影響其優勢的發揮。
2 電流型控制變換器的斜坡補償[2 ]
對于任何固定頻率的電流型控制變換器, 當占空比超過50% 時, 不論電壓反饋環的狀態如何, 電流內環都是不穩定的。由于占空比不能取得很大, 對輸入電壓的限制就變得很嚴格。而加入斜坡補償后, 對于任何占空比, 系統都可以穩定工作。
圖1 為電流型控制變換器電感電流iL 的波形, iL 受到誤差電壓V c 的控制。如果在電感電流iL 上產生了擾動$ i0 , 當占空比D < 5 0% 時( 如圖1 (a) 所示) , $i1 將逐漸減小, 即$ i1< $ i0; 當D > 50%
圖1 擾動情況下電感電流波形時(如圖1 (b) 所示) , $i1 將逐漸增大, 即$ i1> $ i0。給出相應的數學表達式:
$i1= - $ i0m 2m 1
(1) 式中 m 1——電感電流上升斜率; m 2——電感電流下降斜率。
此時, 引入一個斜坡補償, 從誤差電壓減去這個補償斜坡或將補償斜坡加到電流波形上。于是, 有$ i1= - $i0 m 2+ mm 1+ m
(2) 由于要使系統在任何占空比下都能穩定工作, 必須滿足$i1< $ i0。因此, 由D = 1 得補償斜坡斜率:m > -12m 2
(3) 所以, 為了保證電流環穩定, 補償斜坡的斜率m 必須大于電感電流下降斜率m 2 的一半(見圖1 (c) )。
3 磁懸浮列車輔助電源設計實例
311 電路結構在設計磁懸浮列車輔助電源時, 采用反激式電流型控制變換器拓撲結構, 電路圖見圖2。
圖2 反激式電流型控制輔助電源電路
電路主要參數為: 輸入電壓V in= 70～ 120 V; 輸出電壓V o= 5 V (A 組輸出) , ±15 V (B、C 組輸出) ; 最大占空比D = 0. 44; 開關管開關頻率f s= 20 kHz; A 組輸出濾波電感L 3= 100 LH; A 組輸出濾波電容C11= 470 LF。
3. 2 高頻變壓器設計
在設計實例中, 高頻變壓器的計算是設計工作的核心。設計時, 要保證電源的調整率和對線圈的漏感要求, 還要對高頻變壓器的外形尺寸及成本進行綜合考慮。
選擇磁心材料為R2kB.M , E140.12 型磁心, R 2kB.M 材料的飽和磁感應強度B sa= 0. 48 T。為了使變壓器工作在低磁損狀態, 選工作最大磁通密度B max= 13B sa。
高頻變壓器設計參數為:
飽和磁感應強度B sa= 0. 48 T; 工作最大磁通密度B max= 13B sa= 0. 16 T; 磁心有效截面積A e= 1. 44 cm 2; 窗口面積A c= 31108 cm 2; 空氣隙長度L g= 01103 cm; 變壓器初級繞組L 1 匝數N 1= 96 匝; 自饋繞組L 2 匝數N 2= 21 匝; 5 V 直流輸出繞組L 3 匝數N 3= 8 匝; ±15 V 直流輸出繞組L 4、L 5 匝數N 4= N 5= 20 匝。
為了使變壓器繞制完成后, 有很小的漏感, 采用分層繞制, 最內層為初級繞組線圈的一半, 并由抽頭引出, 然后分別繞制次級各繞組線圈, 再將初級繞組的另一端由抽頭處繞完。最外層為自饋繞組。
3. 3 斜坡補償實現[ 3 ]
在電流型PWM 控制變換器U C3842 中, 誤差電壓(誤差放大器的輸出) 與原邊電流經PWM 控制變換器比較, 產生控制電壓。誤差電壓減去補償斜坡的斜率或在PWM 控制變換器的原邊檢測電流輸入端(p in3) 加上補償斜坡斜率, 作用是相同的, 都是減小脈沖寬度, 即減小占空比。相比之下, 更為方便的辦法是將補償斜坡斜率加到PWM 控制變換器的電流輸入端。在定時電容CT (p in4) 上可獲得部分振蕩波形, 將該振蕩波形與原邊電流電阻性地相加, 相加的結果輸入到PWM 控制變換器的電流檢測輸入端。
當取斜率補償量M = 0. 75, R 5= 330 8 時, 計算得R sl= 3. 2 k8。
3. 4 開關管柵極驅動電路[ 3 ]
為了防止由外部寄生參數引起的驅動電流振蕩, 可以在PWM 控制變換器的U C3842 輸出(p in6) 與MO SFET 柵極之間串入一個限流電阻, 以限制驅動電流的峰值。
在實際應用中, 電路寄生參數的影響非常重要。通常MO SFET 的源極電感與分布電感相比是很小的。即使印制電路板布局及走線非常考究, 走線引起的分布電感仍然不可忽略。為了消除分布電感引起的振蕩, 可以采取以下措施:
①在印制電路板的設計中, 盡可能縮短PWM 控制變換器與開關管柵極之間走線的距離;
②加大限流電阻的阻值, 使振蕩由欠阻尼振蕩變為輕微的過阻尼振蕩。但是, 這樣做同時
